TPS61040/41是一款高頻低功耗升壓轉換器，專門用于中小型LCD偏壓和白光LED背光照明。使用時可由兩節(jié)鎳氫/鎳鎘電池或單節(jié)鋰離子電池產生高達28V的輸出電壓。TPS61040/41的開關頻率高達1MHz,功耗低（靜態(tài)電流典型值28μA）。

封裝及引腳功能

TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封裝如圖1所示，其引腳功能如表1所示。

圖1 TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封裝

表1 引腳功能表

典型應用電路

由圖2可知，TPS61040/41輸入電壓范圍為1.8~6V,輸出電壓可達28V.當輸入端加入輸入電壓VIN時，TPS61040/41內部MOSFET開關Q1導通，并逐步增加了從VIN通過L1、Q1和內部電流檢測電阻RSENSE的電流量。TPS61040/41的FB（反饋）腳檢測輸出電壓，只要反饋電壓低于參考電壓（典型值1.233V），則內部Q1導通，電流增大；當電感L1電流達到內部設置峰值電流ILM（TPS61040為400mA或TPS61041為250mA）時Q1截止，另外為應付極端條件以限制最大導通時間，在最大導通時間超過6μs（典型值）時Q1也會截止。TPS61040/41外接元件決定了Q1的關斷時間。為了維持運行以及設定Q1的關斷時間，TPS61040/41內部控制器必須用Q1和RSENSE監(jiān)測通過L1的電流。當關斷Q1時，流過L1的電流中斷會升高電感上的電壓，使外部的肖特基二極管D1正偏并導通，D1作續(xù)流二極管保證電流輸出，為輸出電容器C1充電至一個較高電壓，這個電壓高于單獨的輸入電壓VIN。

圖2 應用電路

開關管關斷至少要保持400ns（典型值），或者反饋電壓又低于參考電壓時才導通。輸入電壓、L1以及通過RSENSE的預設峰值電流都會影響Q1的導通時間。

具體電路設計

本文給出了TPS61040的兩種具體電路。圖3為用TPS61040作為升壓轉換器來驅動并聯LED;圖4為用TPS61040作為升壓轉換器來驅動串聯LED.圖3中通過在FB引腳和GND之間連接一個15Ω的外部電阻R1,根據反饋電壓（VFB=1.233V），TPS61040可為LED提供80mA的恒定電流。該設計允許在輸出上使用物理尺寸較小的外部器件（使用陶瓷電容代替鉭電容），這是由于TPS61040提供的開關頻率高達1MHz.PWM控制管腳用來控制LED燈的亮度。該電路可以獲得85%的電源轉換效率。在圖4中通過改變R1和D3的值，升壓拓撲可以驅動串聯的LED.通過在FB引腳連接一個47Ω的接地電阻，并根據反饋電壓（VFB=1.233V），TPS61040可為LED提供26mA的恒定電流。

圖3 TPS61040驅動并接的白光LED電路

圖4 TPS61040驅動串接的白光LED電路

1.電感、最大負載電流的選擇

因為TPS61040/41工作在持續(xù)峰值電流控制的PFM模式，此方式具有內在穩(wěn)定性，電感值不影響調節(jié)器穩(wěn)定性。電感選擇與額定負載電流，輸入和輸出電壓一起決定轉換器開關頻率。根據不同的應用，電感值的選擇可介于2.2μH和47μH之間（圖3、圖4中選擇10μF）。最大的電感值是由開關管的最大導通時間確定，一般為6μs.電感值決定了轉換器的最大開關頻率。因此，選擇電感值時，應確保在轉換器工作在最大負載電流時開關頻率不超過最大值。最大開關頻率計算公式如下：

式中，IP為峰值電流；L為所選電感的電感量；V IN（min）為最高開關頻率時的最小輸入電壓。

如果選定的電感值沒有使轉換器超過最大開關頻率，下一步就需要計算在額定負載電流時的開關頻率，可由下面公式得到：

式中，Iload為額定負載電流；Vdd為整流二極管正向電壓（典型值0.3V）。

較小的電感值能使轉換器獲得較高的開關頻率，但卻降低了效率。電感值對最大有效負載電流影響不大，在一定的工作條件下，計算最大有效負載電流最好方法是估計轉換器的最大負載電流效率。最大負荷電流就可以估計如下：

式中，fSmax為預估計的最大開關頻率；η為期望的轉換器效率，典型值為70%-85%.

轉換器的最大負荷電流是該轉換器開始進入連續(xù)傳導模式的工作點電流。該轉換器應該通常一直工作在電流斷續(xù)模式。

2.輸出電壓的設置。

輸出電壓可由下式計算：

對于電池供電的應用而言（見圖2），應使用高阻抗電壓分配器，并且R2典型值小于200kΩ，R1最大值為2.2MΩ。低阻抗可降低反饋引腳噪聲敏感性。電阻R1并聯的前饋電容CFF是很重要的，它為誤差比較器提供足夠的過載。沒有前饋電容或其值過小，在TPS61040/41的SW引腳處會有雙脈沖或突發(fā)脈沖，導致更高的輸出電壓波紋。轉換器的開關頻率越低，則要求前饋電容值越大。但前饋電容越大則電源線性調整率越差，因此選擇的前饋電容器也不能太大。前饋電容值可使用下列公式計算：

式中，R1電壓分配器中的上拉電阻；fS額定負載電流時的轉換器開關頻率。

3.電源線性調整率和負載調整率

線性調整率取決于反饋引腳的紋波電壓。通常即使在反饋引腳FB上有峰峰值為50mV的紋波電壓，TPS61040/41也可獲得一個良好的輸出。不過一些應用可能需要更精密的線性調整率。

由前面介紹可知，若沒有前饋電容，則TPS61040/41的SW引腳處會有雙脈沖或突發(fā)脈沖，導致更高的輸出電壓波紋，所以沒有前饋電容就沒有良好的線性調節(jié)器。但增加前饋電容值雖然降低輸出電壓波紋，但卻增加反饋引腳FB的電壓紋波，反饋引腳的電壓波動越大（≥50mV），線性調整率就越差。一般采用兩種方法來進一步提高線性調整率：

1）把L1電感值減小，從而提高開關頻率，降低輸出電壓紋波，同時也減小了反饋引腳的電壓波動。

2）反饋引腳（FB）和地之間增加一個小電容使反饋引腳的紋波電壓減少到50mV以下。

4.輸入、輸出電容的選擇

為更好實現輸入、輸出電壓的濾波，應采用低ESR（等效串聯電阻）電容。陶瓷電容具有低ESR值，但也可以使用鉭電容。

一般可采用4.7μF陶瓷電容。

5.二極管選擇#p#分頁標題#e#

一般采用肖特基二極管以實現高效率。二極管的額定電流值應滿足轉換器的峰值電流額定值。

6.布局考慮

對所有的典型開關電源，布局設計是一個重要環(huán)節(jié)，特別是在高峰值電流和高開關頻率時。如果布局不合理，轉換器可能會有噪聲問題和周期性的抖動。設計時，輸入電容應該盡可能放在靠近輸入引腳的地方，以利于輸入電壓的濾波。電感和二極管應該放在盡可能靠近開關引腳附近，以減輕噪聲耦合到其它電路。因為反饋引腳和電源網絡是一個高阻抗電路，在布線時要遠離電感。反饋引腳和反饋網絡要用大面積的地進行屏蔽以減小噪聲耦合。