0 引 言

目前，在計算機及外圍設備、通信、自動控制、家用電器等領(lǐng)域中大量使用高頻開關(guān)電源，但高頻開關(guān)電源的突出缺點是能產(chǎn)生較強的電磁干擾(Electro Magnet-ic InteRFerence，EMI)。

由于高頻開關(guān)電源的一次整流橋是非線性器件，其形成的電流是嚴重失真的正弦半波，含有豐富的高次諧波，形成了一系列連續(xù)、脈動和瞬變干擾。因此，在高頻開關(guān)電源設計中必須考慮電磁兼容性(Electro Magnet-ic Compatbility，EMC)的設計。

電網(wǎng)完全在自然環(huán)境中，連接著各種電子電氣設備，有著復雜的電磁轉(zhuǎn)換過程，可能會引起一些問題：外來噪聲使高頻開關(guān)電源設備的控制電路出現(xiàn)誤動作；通信設備由于高頻開關(guān)電源設備的噪聲而出現(xiàn)誤動作；高頻開關(guān)電源設備對電網(wǎng)產(chǎn)生噪聲污染；高頻開關(guān)電源設備向空間散發(fā)噪聲。

根據(jù)上述情況，針對高頻開關(guān)電源存在的缺點，在此對其電路及印制電路板(Printed Circuit Board，PCB)進行了電磁兼容性的設計研究。

1 高頻開關(guān)電源的EMC設計

1．1 高頻開關(guān)電源主電路組成

高頻開關(guān)電源主電路組成框圖如圖1所示，它由輸入濾波電路、高頻逆變電路、輸出整流電路及輸出直流濾波電路等組成。

 

1．2 輸入濾波電路的EMC設計

輸入濾波電路的EMC設計如圖2所示。

 

VD2為瞬態(tài)電壓抑制二極管，Rv1為壓敏電阻，它們都具有很強的瞬變浪涌吸收能力，能很好地保護后級元氣件或電路免遭浪涌電壓的破壞。Z1為直流抗電磁干擾濾波器，必須良好接地，且接地線要短。L1和C1組成低通濾波電路，當L1的電感量較大時，必須增加VD1和R1形成續(xù)流回路，以吸收L1斷開時釋放時的電場能量，否則，L1產(chǎn)生的電壓尖峰就會形成EMI。L1的磁芯使用閉合磁芯，可以避免開環(huán)磁芯的漏磁場形成EMI。C1采用大容量的電容，可以減少輸入線上的紋波電壓，減弱在輸入導線周圍形成的電磁場。

1．3 高頻逆變電路的EMC設計

高頻逆變電路的EMC設計如圖3所示。

 

C2，C3，VT2，VT3組成半橋逆變電路，VT2，VT3為IGBT或MOSFET等開關(guān)管。R4和C4構(gòu)成EMI吸收回路，或在VT2，VT3兩端并聯(lián)C5，C6，由于VT2，VT3開通和關(guān)斷時，開關(guān)時間很短以及引線電感、變壓器漏感的存在，回路會產(chǎn)生較高的di／dt，du／dt，從而形成EMI。C4，C5，C6采用低感電容，其容量的大小由公式LI2／2=C△U2／2求得C的值(L為回路電感，I為回路電流，△U為過沖電壓值)。

1．4 輸出整流電路的EMC設計

輸出整流電路的EMC設計如圖4所示。

 

VD6為整流二極管，VD7為續(xù)流二極管。由于VD6，VD7工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，是產(chǎn)生EMI的主要源頭。把R5，C12和R6，C13分別連接成VD6，VD7的吸收回路，用于吸收其開關(guān)時產(chǎn)生的電壓尖峰。

減少整流二極管的數(shù)量可減少EMI的能量，因此，在同等條件下采用半波整流比全波整流和全橋整流產(chǎn)生的EMI要小。為減少二極管的EMI，選用具有軟恢復特性的、反向恢復電流小的且時間短的二極管。

1．5 輸出直流濾波電路的EMC設計

直流EMI濾波器雙端口網(wǎng)絡模型如圖5所示，其混合參數(shù)方程為：

 

式中：g11為輸入導納；g22為輸出阻抗；g12為反向電流增益；g21為正向電壓增益。

 

由式(1)可以等效出如圖6所示的原理圖。

 

直流EMI濾波器的設計必須滿足以下的要求：

(1)要保證濾波器在濾波的同時不影響電源的帶負載能力；

(2)對于輸入的直流分量，要求濾波器盡量不造成衰減；

(3)對于諧波分量，濾波器要有良好的濾波效果。

結(jié)合混合參數(shù)方程及等效原理圖，根據(jù)第一條要求，應使濾波器的輸入導納和輸出阻抗盡可能小，即g11=g22=0。根據(jù)第二條要求，在低頻時反向電流增益g12和正向電壓增益g21的設計值要盡量為1，而輸入導納和輸出阻抗盡可能小，即g12=g21=1，g11=g22=0。根據(jù)第三條要求，在高頻時，g11,g12,g21，g22都要盡可能的小。根據(jù)以上的條件，輸出直流濾波電路的EMC設計電路如圖7所示，L2，C17,C18組成LC濾波電路，減少輸出電壓、電流紋波的大小，從而減小通過輻射傳播的EMI。濾波電容C17,C18應盡量采用多個電容并聯(lián)，以減小等效串聯(lián)電阻，從而減小紋波電壓。輸出電感L2應盡量大，以減小輸出紋波電流。

 

C19用于濾除導線上的共模干擾，選用低感電容，接線要短。C20，C21,C22，C23用于濾除輸出線上的差模干擾，選用低感的三端電容。Z2為直流濾波器，濾波器的輸入、輸出線要屏蔽隔離。

1．6 開關(guān)電源印制電路板的EMC設計

印制電路板是高頻開關(guān)電源設計的最后一個環(huán)節(jié)，如果印制電路板設計不當，由于PCB上既有小信號控制線，又有高壓母線，還有高頻功率開關(guān)和磁性元件，將直接影響到電路中各元件自身的抗干擾性和電路工作的可靠性，造成電源工作不穩(wěn)定。單根導線的特性阻抗由直流電阻R和自感L組成，其計算公式如下兩式所示。

 

式中：l為導線的長度；b為導線的寬度。

顯然，印制線越短，直流電阻R就越小，同時增大印制線的寬度和厚度也可降低直流電阻R。從式(3)可知，印制線長度l越短，自感L就越小，而且增加印制線的寬度b也可降低自感L。多根印制線的特性阻抗除由直流電阻R和自感L組成外，還有互感M的影響，由互感M計算公式(4)可知，除受印制板的長度和寬度影響外，印制線的距離也起著重要作用。

M=2l[ln 2l／(b+s)-1] (4)

式中：s為兩線之間的距離。增大兩線之間的距離可減小互感。

由以上分析可知，在設計PCB時，應盡量降低電源線和地線的阻抗，因為電源線、地線和其他印制線都有電感，當電源電流變化較大時，將會產(chǎn)生較大的壓降，而地線壓降是形成公共阻抗干擾的重要因素，所以應盡量縮短地線，盡量加粗電源線和地線線條。#p#分頁標題#e#

2 結(jié) 語

電磁兼容是一個十分復雜的問題，在設計高頻開關(guān)電源時，應對電源可能的電磁環(huán)境進行充分估計，盡可能全面地考慮高頻開關(guān)電源與外界環(huán)境的耦合途徑，利用各種抑制干擾技術(shù)來消除干擾耦合，增強高頻開關(guān)電源的抗干擾能力。主要的措施包括合適的接地，良好的搭接，合理的布線及屏蔽、濾波、限幅等。只有在設計時充分考慮EMC的設計，才能使高頻開關(guān)電源的電磁干擾降到最低點。